失調電流

溫度的高精度測量一直是自動氣象站採集器的關鍵技術。多路選擇器CD4052在採集器溫度測量電路設計中廣泛使用，但其失調電流及其溫度特性對採集器溫度測量的影響一直缺乏研究。針對多路選擇器CD4052存在較大失調電流問題，研究了採集器在實現對溫度感測器PT100溫度採集時的誤差。結果表明：CD4052失調電流對採集器的溫度測量誤差影響較大，且誤差大小與環境溫度有很大關係。結果對數據採集器的研製及補償提供了理論依據和工程應用價值。

自動氣象站數據採集器溫度通道通常須同時採集氣溫、草面 /雪面溫、地表溫、淺層地溫和深層地溫，通常需要採用多個類型相同的溫度感測器採集不同對象的溫度。自動氣象站採用HMP45D溫濕度感測器，採用HMP45D中的PT100鉑電阻溫度感測器測量不同對象溫度，溫度測量範圍是－50～50℃ 。而採集器內部不可能針對每一路感測器均採用獨立的溫度測量電路。大多數採集器採用的設計方案是多路溫度感測器共用信號放大電路和A/D轉換電路，通過前端加入模擬開關( 雙四選一模擬開關CD4052) 來達到測量不同感測器的目的。

自動氣象站採集器溫度測量通道的原理。系統由恆流源、CD4052多路選擇器、儀錶放大器( OPA) 、高精度 A/D變換器、溫度感測器組和控制器等組成。恆流源輸出電流過大時PT100會有自熱效應，電流過小則測量誤差較大，因此恆流源值通常選擇在125μA～1mA之間。恆流源輸出由控制器控制模擬開關CD4052選擇某一通道鉑電阻進行溫度測量。當某一通道被選擇后，該通道的模擬開關閉合，恆流源電流流過該通道的鉑電阻，鉑電阻兩端產生電壓。儀錶放大器將通過電子開關CD4052的鉑電阻電壓信號放大，送至高精度的A/D轉換器進行模數轉換，控制器讀取A/D轉換值，計算得到電阻值和對應溫度。被測溫度變化時，鉑電阻的阻值也發生變化，從而導致電壓變化。該溫度測量方法的校準方法是利用兩組標準電阻 ( 通常選擇80.31和119.34Ω) 通過電子開關 CD4052切換到測量電路，得到測量電路的線性變換方程。該方法的優點是利用標準電阻校準了測量通道誤差，包括CD4052的失調電流誤差，但其並不能解決在環境溫度變化時，CD4052的失調電流變化帶來的影響。大量試驗結果表明，環境溫度變化對溫度測量影響是非常大的，有些廠家的採集器甚至在環境溫度為50℃時溫度測量誤差達到0.8℃ ，遠遠超出了允許範圍。因此，分析CD4052的漏電流和溫度特性是非常有必要的。

CD4052是雙四選一模擬開關，每組四選一模擬開關分別有2個二進位控制輸入。根據器件廠家數據手冊( 美國德州儀器公司) ，當CD4052任意通道閉合后，都會有－500～500nA的漏電流，漏電流疊加在恆流源的輸出電流，再流經鉑電阻，由信號測量電路得到鉑電阻兩端電壓，以恆流源的輸出電流計算鉑電阻值，則測量電阻值與實際電阻值之間產生誤差，最終導致測量溫度誤差。下面定量分析CD4052漏電流帶來的溫度測量誤差。

溫度與PT100鉑電阻之間的換算公式的式 中，t為溫度，參數R= 100Ω，A=3.90802×10 ℃ ，B=－5.802×10 ℃ ，C=－4.27350×10 ℃ 。可以看出，R是分段函數，當t∈[0，850]時，最高次為2 次，而當t∈[－ 200，0]時，最高次為4次，且參數C要比參數A和B小得多，所以，當t∈[－ 200，0]時，函數表達式的3次、4次項對R的結果影響很小，為方便計算，將R函數統一為R=R ( 1 +At+Bt ) 。

設恆流源電流為I，CD4052失調漏電流為ΔI，鉑電阻的真實阻值為R，鉑電阻兩端的理論電壓值U=IR，而實際測量值為U+ΔU=( I + ΔI)R。已知CD4052漏電流ΔI的範圍是－500～500nA，t取－50～50℃ ，恆流源輸出電流I選取250μA，則Δt 是關於 ΔI和t的函數。ΔI為正時產生的溫度誤差， ΔI為負時產生的溫度誤差。

當漏電流ΔI為正時，產生的溫度測量誤差Δt為正，即測量溫度比實際溫度偏大。漏電流ΔI越大，環境實際溫度t越高，均會導致溫度測量誤差Δt增大。同樣，當漏電流ΔI為負時，產生的溫度測量誤差Δt為負，即測量溫度比實際溫度偏小。漏電流ΔI絕對值越大，環境溫度t越高，均會導致溫度測量誤差Δt的絕對值增大。當ΔI取最大值500nA時，t取－50～50℃ ，用Matlab畫出Δt－t圖。

即當取CD4052漏電流最大時，在不同環境下產生的最大溫度誤差。可知環境溫度越高，CD4052漏電流引起的最大溫度測量誤差越大。

介紹了一種應用在電源管理晶元中帶失調自校正運放的電流採樣電路設計。相對於傳統的運放失調消除技術，失調自校正運放設計無需開關電容相關技術，可節省一定的晶元面積，通過在晶元啟動時自動校正輸入失調，並將校正位鎖存。之後，由於運放零失調，可大大提高所述電流採樣電路的精度。該技術已經成功應用在數款電源管理晶元中，量產測試結果表明，採用該電路的電流採樣精度小於0.2%。

當不採用校準技術時，一個好的CMOS模擬電路在遵循版圖設計規則的情況下，失調電壓通常在正負10mV範圍內。加大輸入輸出級差動對的尺寸可以減小失調電壓，但這樣設計的結果會使輸入輸出電容變得過高，嚴重地降低了電路的速度，同時也會明顯加大版圖尺寸。因此，很多高精度系統需要用電子學方法來消除失調，即在電路設計時就加入失調電壓消除設計。

用於減小運放失調電壓的技術主要有三種：斬波技術(CHS )、自動調零技術（CAZ)以及相關雙採樣技術(CDS )。但是斬波技術會導致運放增益下降且輸入、輸出調製器的延遲也應該做到與主放大器的延遲完全匹配；自動調零技術和相關雙採樣技術則需要獨立的兩個步驟，一是對運算放大器的雜訊和輸入失調電壓進行採樣，二是把含有雜訊和失調電壓的運算放大器的輸入端或者輸出端瞬間減去這部分不理想電壓，其主要適用於開關電容電路，不適合連續電路應用，如電源管理電路中需持續採樣電路中的電流。

整個電流採樣功能模塊包含了偏置電路（為了使圖看起來簡單，用理想電流源代替）、電流採樣支路、核心運放CS_OTA、共源共柵電流鏡部分中的運放otan、比較器comp和數字部分（含計數器）等功能模塊。

晶元啟動時，自動進入校正模式，數字部分輸出節點cal_mode的電壓Vcal_mode=1，輸出節點cal_done的電壓Vcal_done=0(cal為校正計算calculation的縮寫)，校正計算位b[4：0]置為00000。其中，電流源bn1為MPb0和MPb1兩條支路提供偏置電流，電流源bn2a和bn2b為MP1和MP2兩條支路提供直流靜態偏置電流。

由於Vcal_mode=1，運放CS_OTA輸入兩端通過圖中左上角的兩個開關接到電阻Rcal兩端，而二極體連接的MOS管MNdio用來給運放CS_OTA提供直流偏壓（可根據需要的直流靜態點來設置二極體連接的MOS管的串聯個數）。此時由於運放CS_OTA內部固有的失調，將導致運放輸入兩端存在約-9mV的差，即Vos=V(ichp_sense， ichm_sense)=-9mV，Vos將施加到電阻Rcal兩端，電流Vos/Rcal通過PMOS管MPc1從PMOS管MP1處抽取電流，然後該電流通過MP1鏡像到MP2支路，之後施加到電阻R2上，電阻R2上的壓降即為Vimon=Vos*(R2/Rcal)=Vos*50（R2的阻值假設為Rcal的50倍），節點imon的電壓Vimon即為放大的失調電壓。

之後，隨著時鐘信號clk的變化，計數器輸出b[4：0]將從00000一位一位地增加，如00000 -> 00001 ->00010⋯，從而使失調電壓V(ichp_sense， ichm_sense)慢慢降為0，Vimon也慢慢降為0，當V(ichp_sense， ichm_sense)和Vimon非常接近0時，比較器COMP_Vos（比較器內部輸入端加入1-2mV的失調）輸出的zcd（zero current detect）將變高，則輸出節點cal_done的電壓信號Vcal_done（校正結束）將隨之變高，計數器將鎖定此時的輸出位b[4：0]。

當校正結束后，電流採樣電路處於電流採樣狀態，通過採樣引腳ichp和ichm兩端的電壓Vsense=V(ichp，ichm)，然後把Vsense/R1的電流通過MP1鏡像到MP2支路，施加到電阻R2上，通過電阻R2上的電壓即可得到精確的採樣電流。

可以看出，剛啟動時，運放輸入兩端的等效失調電壓為9mV，通過時鐘控制計數器使trim位b[4：0]每周期跳變一位，使輸入端的失調電壓慢慢減小，失調電壓接近0時，通過鏡像使失調電流到電阻R2上，其上的壓降Vimon也慢慢減少，當Vimon接近0的時候，比較器輸出端ZCD變高，校正標誌位Cal_done變高，校正結束。採用本電路結構的電流採樣電路已經成功應用於數款電源管理晶元中，量產測試結果表明，其電流採樣精度小於0.2%。